Світ електроніки - Активні фільтри на польових транзисторах
Електронні пристрої
А. ШИХАТОВ, м. Москва Радіо, 2002 рік, № 11
До переваг вузлів аудіоапаратурина польових транзисторах можна віднести низький рівень гармонічних та інтермодуляційних спотворень, що вносяться ними в сигнали, що посилюються. Завдяки цій обставині конструктори все частіше застосовують ці транзистори у вихідних каскадах УМЗЧ. Однак у попередніх каскадах такі прилади застосовують рідко, переважно у аматорських розробках. І дарма! Їх застосування дозволяє створити прості за схемою пристрої без загального зворотного зв'язку, що створюють тепле "лампове" звучання. Коефіцієнт гармонік підсилювачів навіть із місцевою ООС не перевищує 0,1. 0,3%, гармоніки високого порядку практично відсутні.
Переваги польових транзисторів особливо яскраво виявляються у простих конструкціях. Щоправда, у разі стає помітним їх основний недолік — досить великий технологічний розкид власних параметрів. Внаслідок цього зазвичай потрібне індивідуальне налаштування кожного виробу. Це не є перешкодою для радіоаматорів, але для серійного виробництва пристрої із найпростішою схемотехнікою мало придатні. Втім, і цю обставину можна врахувати: достатньо використовувати при дрібносерійному виробництві налагодженої конструкції транзистори з однієї партії; у межах однієї упаковки розкид параметрів менш великий.
Головна умова, яка ставилася при розробці пропонованих фільтрів, - висока лінійність для сигналів з рівнями до сотень мілівольт у широкій смузі частот при граничній простоті пристрою. Якщо використовувати п-канальні транзистори з напругою відсічення нижче -3 (КПЗ0ЗГ, КПЗ0ЗЕ), необхідний режим роботи при однополярному живленні досягається без зміщенняна затворі. Роздільний конденсатор на вході каскаду в цьому випадку не є обов'язковим. А це додатково збільшує якість звучання.
Розрахувати режими каскаду (рис. 1) по постійному струму та коефіцієнт передачі можна за методом лінійної апроксимації [1]. Цей метод значно простіше і наочніше наведеного в [2], забезпечує практично самі результати.
Крутизну характеристики у разі визначають за такою формулою: S= Iс поч/UOTC.
Опір резистора в ланцюзі витоку Rі можна орієнтовно вибрати із співвідношення Rі = (3.6)/S. Вихідну напругу каскаду зі стоку VT1 можна приблизно визначити зі співвідношення Uвих = UBXSRC/(1+SRі), а напруга сигналу на витоці - за формулою Uвих = UBXSRі/(1+SRі), де S - крутість транзистора; Rі, RC - опори в ланцюзі витоку та стоку (на рис. 1 - R3 та R2 відповідно).
Найпростіша конструкція - ФВЧ другого порядку на основі витокового повторювача (рис. 2). Недоліки цього фільтра пов'язані з низьким коефіцієнтом передачі. Цей параметр залежить від крутості характеристики і для поширених малопотужних польових транзисторів S = 3. 7 мА/В складе 0,8. 0,85. Тому розрахункові (для одиничного коефіцієнта передачі) значення частотозадаючих елементів доводиться коригувати чи використовуватиме розрахунку формули, враховують реальний коефіцієнт передачі [3].
Так, за вказаних на схемі номіналах деталей розрахункова частота зрізу становить 72 Гц, а реальна - 85. 90 Гц. Хоча співвідношення номіналів R2/R1 ≈ 2 відповідає фільтру Баттерворта, частота зрізу виходить дещо вищою за розрахункову, а перегин АЧХ — більш плавним. Щоб збільшити крутість АЧХ в області перегину, опір R1 потрібно зменшити так, щоб відношення R2/R1 становило 3. 10. Частоту зрізу можназміщувати пропорційно змінюючи опір резисторів R1, R2 або ємність конденсаторів C1, C2.
Сигнал на виході такого фільтра ослаблений на 2. 2,5 дБ, при цьому здатність перевантажування каскаду невисока. У таких умовах максимальна неспотворена вихідна напруга не перевищить 500 мВ. Щоб подолати ці недоліки, можна використовувати комбінований каскад структури "загальне джерело - загальний колектор" (рис. 3), але сигнал на виході такого фільтра буде інвертований.
Застосування емітерного повторювача на виході фільтра знизило вихідний опір приблизно до 50 Ом і значно покращило здатність навантаження. При вказаних на схемі номіналах елементів частота зрізу близько 80 Гц. Коефіцієнт посилення (2.3 дБ) залежить від характеристик застосованого польового транзистора та опору резистора R3. Налагодження зводиться до підбору такого значення, щоб напруга на емітері транзистора VT2 приблизно дорівнювала половині напруги живлення. За наявності осцилографа точне значення опору краще вибрати за симетричністю обмеження вихідного сигналу. Щодо розрахунку частоти зрізу та типу фільтра справедливі наведені раніше міркування. Для моделювання фільтрів зручно користуватися програмою Microcap.
Для подальшого підвищення крутості АЧХ можна застосувати дволанковий ланцюг зворотного зв'язку. На рис. 4 наведена схема фільтра, що загороджує для інфранізких частот з Fcp= 25 Гц, а на рис. 5 - його АЧХ.
На основі розглянутої структури можна виконати і смуговий фільтр, необхідний для створення систем з багатосмуговим посиленням. Схема такого фільтра наведена на рис. 6. Між каскадами включений пасивний ФНЧ першого порядку, що перебудовується, першого порядку R5C3. Таке спрощення конструкції фільтра сталоможливим тому, що АЧХ низькочастотних динамічних головок в області верхніх частот має спад, і в більшості випадків залишається тільки узгодити з ним смугу пропускання підсилювача. АЧХ фільтра у крайніх положеннях регулятора наведено на рис. 7.
Налагодження фільтра аналогічно вже розглянутим у статті варіантам фільтрів. Слід мати на увазі, що верхня межа перебудови смуги пропускання визначається вихідним опором каскаду на польовому транзисторі, а воно своєю чергою - опором резистора R4.
Приклад спільного використання описаних фільтрів наведено на рис. 8. Це блок формування смуг НЧ та СЧ-ВЧ лівого та правого стереоканалів, а також сумарного (монофонічного) сигналу для сабвуфера. Поділ смуг СЧ та ВЧ проводиться пасивними фільтрами на виході підсилювача. Схеми канальних фільтрів ідентичні розглянутим раніше, тому зупинимося тільки на фільтрі, що виділяє низькочастотний сигнал сабвуфера.
Перший каскад - суматор на двох польових транзисторах із загальним навантаженням R18 аналогічний описаному в [4]. Основну фільтрацію здійснює активний ФНЧ другого порядку, виконаний на емітерному повторювачі VT7. Частоту зрізу можна перебудовувати від 40 до 160 Гц здвоєним змінним резистором (R20.1, R20.2). Конденсатор С8 разом із вихідним опором першого каскаду утворює ланка ФНЧ першого порядку із частотою зрізу близько 180 Гц. Це майже не зачіпає перебіг АЧХ у смузі пропускання, але покращує придушення позасмугових складових.
Залежно від розташування сабвуфера щодо гучномовців лівого та правого каналів та слухача, зсув фаз сигналів у точці прослуховування може спотворювати звукову картину (ефект "розмитості" або "відставання" басу). Для корекціїзсуву фази у каналі сабвуфера введено регулятор з ОУ DA1. У ланцюзі живлення встановлено діодно-конденсаторний фільтр VD1C11.
Наступна конструкція спеціально призначена для автомобільної аудіосистеми. Справа в тому, що досить помітний резонанс салону, що виявляється в характерному "гудінні" на басових звучаннях, засмучує вибагливих аудіофілів на колесах. Виміри АЧХ показують на частотах 120. 160 Гц "горб" завбільшки від 3 до 8 дБ! Для корекції АЧХ у разі зручно використовувати замість еквалайзера режекторний фільтр. Схема такого активного фільтра одного каналу наведено на рис. 9 [5].
Перший каскад - підсилювач із розділеним навантаженням. Його завдання — створити протифазну напругу для живлення фільтруючої ланки C2C3R4R5. У правому за схемою положенні клавішного перемикача SA1 утворюється звернений міст Вина із загасанням близько 3 дБ. У лівому положенні перемикача на фільтр надходять протифазна напруга і згасання на частоті налаштування збільшується до 5. 6 дБ. Точне значення згасання залежить від крутості транзистора та співвідношення опорів резисторів R2 та R3. Якщо зробити їх рівними, згасання буде максимальним (до 8 дБ), але сигнал на виході буде ослаблений щодо вхідного нв 3. 4 дБ. На схемі показано оптимальний варіант номіналів.
Оскільки вхідний опір пристрою дуже високий, встановлювати фільтр краще поблизу джерела сигналу, щоб уникнути наведення на вхід. Вихідний опір фільтра — близько 50 Ом, що набагато менше за аналогічний параметр більшості головних пристроїв. Це дозволить виключити вплив ємності з'єднувального кабелю, так що фільтр попутно виконує функції узгоджувального пристрою. Корпус повинен бути металевим, інакше доведеться забезпечитийого всередині екраном з мідної фольги і з'єднати його із загальним проводом.
АЧХ фільтра (див. рис. 9) показано на рис. 10. Як видно, це вже не просто фільтр, а справжній еквалайзер оточення (ambience equalizer). Пристрій з такою назвою і дуже схожою АЧХ застосовується в "топових" моделях підсилювачів Mcintosh, тільки схемотехніка там складніше.
Крім зазначених на схемах приладів, можна застосувати транзистори КПЗ0ЗВ-КПЗ0ЗЖ, КТ3102 (з будь-яким буквеним індексом) або інші структури n-p-n з h21е > 50. У регуляторі фази можна використовувати будь-який ОУ, скоригований. для одиничного посилення. Оксидні конденсатори повинні бути на робочу напругу не нижче 16 В. Вибір інших деталей не є критичним.