СИСТЕМА УПРАВЛІННЯ ТРОХФАЗНИМ АВТОНОМНИМ ІНВЕРТОРОМ З ВЕКТОРНОЮ ШИРОТНО-ІМПУЛЬСНОЮ МОДУЛЯЦІЄЮ -
В даний час, незважаючи на розвинений ринок трифазних автономних інверторів напруги (АІН) та перетворювачів частоти, що виготовляються для електроприводу змінного струму, а також для систем електроживлення різних відповідальних споживачів, існує область технічних завдань, вирішити які за допомогою запропонованого поряд зарубіжних фірм готового обладнання неможливо з технічної невідповідності до вимог замовника. Також слід зазначити, що є необхідність забезпечення оборонної промисловості країни вітчизняними розробками. У зв'язку з цим вкрай актуальними є дослідження та розробка трифазних АІН, що застосовуються в авіакосмічній техніці та обладнанні морського базування. Одним із основних етапів розробки АІН є проектування системи управління. Будь-яке управління силовим перетворювачем зрештою зводиться регулювання часу відкритого стану силового транзистора стосовно періоду його роботи. Відомо, що такий метод управління отримав назву широтно-імпульсної модуляції (ШІМ) [1]. Якщо для порівняння розглянути область однофазних перетворювачів, в яких переважне застосування отримали напівмостові та мостові топології (потужністю 0,5-3 кВт), то побудова систем управління цими силовими схемами не викликає особливих труднощів і перекривається широким класом інтегральних ШІМ-контролерів, що виробляються промисловістю. При цьому з огляду на останню тенденцію до побудови цифрових (цифро-аналогових) систем керування силовими перетворювачами [3], для класу трифазних інверторів розроблено велику кількість методів керування [6]. Але при їх реалізації для вирішення практичних завдань, що вимагають формування вихідної напруги з підвищеними частотами (1–2 кГц), систему керуваннянеобхідно розробляти власними силами через відсутність готових інтегральних рішень у вигляді трифазних ШІМ-контролерів.
Відомо, що АІН являє собою статичний перетворювач постійної напруги Ed змінну за допомогою напівпровідникових ключів (S1-S6), в якості яких можуть використовуватися польові MOSFET-транзистори, або IGBT [2]. Управління транзисторами моста здійснює система управління (СУ) відповідно до одного з існуючих алгоритмів, з метою забезпечення стабілізованою змінною трифазною напругою навантаження (Zн).
В даний час існують три основні класи СУ: аналогові, цифрові, змішані (цифро-аналогові). Аналогові СУ поступаються сьогодні місцем змішаним, і вектор розвитку спрямований на застосування в силових перетворювачах суто цифрових СУ [3]. Однак швидкості роботи сучасних мікроконтролерів та АЦП не такі високі, щоб забезпечити необхідну швидкодію цифрової СУ силового перетворювача, що функціонує на частотах 50-100 кГц і більше.
Розглянемо змішану систему управління (рис. 1), в якій пропорційно-інтегро-диференціюючий (ПІД) регулятор виконаний традиційно за допомогою операційних підсилювачів. Лінійна напруга з виходу інвертора вимірюється датчиком напруги (ДН) і як сигнал негативного зворотного зв'язку підсумовується сигналом уставки Uуст. Сигнал з виходу ПІД регулятора масштабується і переводиться в цифровий ряд за допомогою аналого-цифрового перетворювача, потім подається в цифровий формувач імпульсів (ЦФІ), який відповідно до алгоритму забезпечує імпульсами керування трифазним АІН, використовуючи блок драйверів (БД) для узгодження малопотужних сигналів із низьким вхідним опором силових транзисторів. Особливий інтерес длядосліджень та розробки у представленій структурній схемі представляє ЦФІ, що є прототипом аналогового ШІМ-контролера, що формує імпульси управління функції від суми сигналів уставки і зворотного зв'язку.
Мал. 1. Структурна схема АІН із цифро-аналоговою системою управління
Відомо, що з розвитком мікропроцесорної техніки широкого застосування набули алгоритми векторної ШІМ [5, 6]. При реалізації цього різновиду ШІМ двічі за період вихідної частоти кожна фаза інвертора стає некерованою та комутації силових ключів у ній не відбувається. Для кожної фази вихідної напруги двічі за період вихідної частоти настає інтервал, що дорівнює π/6, коли значення напруги цієї фази максимально по модулю (рис. 2). Відповідно до алгоритму векторної ШІМ на час цього інтервалу відповідний ключ (S1–S6) повинен залишатися відкритим, незалежно від коефіцієнта модуляції Км, який є не що інше, як сигнал уставки Uуст у відносних одиницях, що змінюється в діапазоні 0–1 (рис. 3). Відповідно до методу векторної ШІМ період роботи (2π) кожної фази транзисторного моста розділений на 6 рівних інтервалів по 60 ел. град. (π/3). Розвиваючи далі цей метод, розіб'ємо кожен π/3-інтервал на 8 ШІМ-інтервалів по 7,5 ел. град. (π/24).
Мал. 2. An, Bn, Cn - сигнали фазних керуючих напруг; Mn - сигнал передмодуляції 3-й гармонікою
Мал. 3. Керуючі сигнали, передмодульовані 3-й гармонікою при коефіцієнті модуляції km = 1 (а) та km = 0,7 (б)
Таким чином, модуляційне число ШІМ-перетворення М = 48. Розглянемо випадок, коли частота вихідної напруги АІН fвих обрана рівною 1 кГц, тоді частота комутацій силових ключів fк = Мfвих = 48 кГц. У цьому випадку тривалістьперіоду ШІМ ТШІМ = 1/48 · 103 = 20,833 мкс. Практичний досвід роботи з сучасними напівпровідниковими приладами показує, що в режимі жорсткої комутації ключів робота на даній частоті близька до максимальної з точки зору втрат на перемикання в транзисторах. Тобто для збільшення частоти вихідної напруги АІН необхідно використовувати транзистори з мінімальними динамічними втратами.
Відомо, що сигнал ШІМ формується порівнянням напруги пилкоподібної розгортки з сигналом управління за допомогою пристрою порівняння, наприклад, в аналогових системах - це звичайний аналоговий компаратор [1]. Так як в даному випадку система формування імпульсів проектується повністю цифровий, порівняння проводиться на цифрових компараторах, а в якості розгортки двосторонньої ШІМ на інтервалі π/24 використовується трикутна цифрова розгортка, що забезпечується реверсивним лічильником (рис. 4). Приймемо заповнення лічильника розгортки чи цифрового генератора пилкоподібної розгортки (ЦГПР) рівним N = 500, тоді інтервалі 0. π/48 рахунок йде від 0 до 500, але в інтервалі π/48. π/24 – від 500 до 0.
З максимального значення заповнення N = 500 тривалість періоду генератора тактових імпульсів лічильника дорівнює ТШИМ/2N = 20,833 нс, частота відповідно дорівнює 48 МГц. Тобто частота мікросхеми ПЛІС, на якій реалізується цифрова схема, повинна бути не меншою за зазначену частоту.
При реалізації цього виду векторної ШІМ [5] двічі за період вихідної частоти зі зсувом π протягом інтервалів π/3 управління кожної фази інвертора роблять пасивним, тобто. комутації силових ключів із частотою ШІМ у ній не відбувається. При цьому відкритий або верхній або нижній фазний ключ відповідно до алгоритму управління. Інші дві фази за допомогою ШІМ керуютьсярозворотом тривалості 48 кГц імпульсів за синусоїдальним законом. Таким чином, середня частота комутації кожного силового ключа в 1,5 рази нижча в порівнянні з класичною ШІМ, що відповідно знижує втрати на перемикання.
Розглянемо один із шести π/3 інтервалів, коли один ключ повністю відкритий, а два інших перемикаються з частотою 48 кГц, ширина імпульсів при цьому змінюється в часі за гармонічним законом із передмодульованою 3-й гармонікою. Приймемо середину розгортки цифрової пили N/2 за рівень умовної нульової лінії фазних розгорток (рис. 4), тоді синусоїдальна напруга розгортки фази набуде вигляду
де - Коефіцієнт збільшення амплітуди основної гармоніки з урахуванням додавання 3-й; θ – початкова фаза, а напруга передмодуляції для цього інтервалу
Мал. 4. Еталонні синусоїдальні функції, передмодульовані 3-й гармонікою, та сигнал розгорнення трикутної цифрової пилки
Для другої та третьої фаз отримані вирази матимуть такий самий вигляд, але початкова фаза θ буде зсунута на 2π/3. Після нескладних перетворень отримаємо формули для підрахунку коефіцієнтів, що є шириною імпульсів змінюваних у часі:
Розрахунок отриманих коефіцієнтів для кожного π/3 інтервалу однаковий, і їх значення змінюється функції від коефіцієнта модуляції КМ, значення якого визначається сигналом зворотного зв'язку, отриманим з датчика напруги і оцифрованим АЦП. Можливі два способи обробки отриманої інформації. Перший - розрахунок інтервальних коефіцієнтів А1, А2 «на льоту», під час роботи системи, другий - заповнення осередків матриці коефіцієнтів, з наступною вибіркою рядка з номером, що відповідає значенню КМ в діапазоні 0-1, розбитим на прийнятний (за точністю напруги, що стабілізується) ряд значень.Найбільш надійним є другий варіант, коли ЦФІ буде складатися з мікроконтролера і ПЛІС. При цьому мікроконтролер покладається функція початкового підрахунку коефіцієнтів і заповнення матриці значень з подальшою передачею в ПЛІС, де отримана матриця використовується для подальшої вибірки значень з метою передачі їх на входи цифрових компараторів.
Основний алгоритм роботи ЦФД реалізується на ПЛІС, функціональна схема ЦФД представлена на рис. 5. Значення коефіцієнтів А1, А2 розраховані за вищевказаними формулами і записані в блоки матриць. Кожен блок містить 256 рядків, що відповідає 8 біт в двійковій системі (при 8-розрядному АЦП), значення коефіцієнта КМ = 1 відповідає максимальному значенню виходу АЦП, тобто. заповнення вихідного байта одиницями. Таким чином, необхідно створити 16 матриць по 256 рядків у кожному, по 8 матриць для кожного коефіцієнта, відповідно до поділу π/3 сектора на 8 інтервалів.
Мал. 5. Функціональна схема цифрового формувача імпульсів
Мал. 6. Осцилограми напруги з виходу інвертора, при сигналі завдання, що змінюється: а – частота завдання 50 Гц; б – частота завдання 100 Гц
На цифрові компаратори Z-К подаються вибрані значення відповідної матриці і цифровий сигнал пилкоподібної розгортки, тоді на виході кожного компаратора одночасно сформується прямокутний імпульс необхідної ширини. За допомогою регістру зсуву РС і логічних пристроїв ЛП, побудованих на елементах логічного І, формуються тимчасові послідовності тривалістю π/3, що складаються з 8 імпульсів. Отримані таким чином тимчасові послідовності подаються на пристрій розподілу імпульсів РІ, який відповідно до організації логіки роботи ключів моста подаєна відповідний транзистор необхідний сигнал керування.
Практична реалізація розробленого методу [4] здійснена за допомогою пристрою, що містить 32-бітний контролер із вбудованим АЦП та мікросхеми ПЛІС, на якій спроектований безпосередньо ЦФІ. З метою перевірки швидкодії роботи системи на вхід АЦП було подано синусоїдальний сигнал з різною частотою (рис. 6), при цьому осцилограми знімалися з виходу інвертора. З представлених осцилограм видно, що СУ має стійкість і хороші динамічні властивості.
Таким чином, розроблена за допомогою методу векторної ШІМ цифро-аналогова система управління 3-фазним АІН [4] має необхідну швидкодію для формування та стабілізації вихідної напруги підвищеної частоти (1–2 кГц), має покращені масогабаритні показники та може використовуватися для будь-якого 3- фазного АІН із симетричним навантаженням.
Рецензенти:
Лукутін Б.В., д.т.н., професор кафедри електропостачання промислових підприємств, Енергетичний інститут, Національний дослідницький політехнічний університет Томська, м. Томськ;
Михальченко С.Г., д.т.н., професор, завідувач кафедри промислової електроніки, факультету електронної техніки, Томський державний університет систем управління та радіоелектроніки, м. Томськ.