Журнал Радіо 7 номер 2003 рік
М. ДОРОФЄЄВ, м. Москва
Найбільшого поширення в імпульсних перетворювачах напруги набули польові транзистори структури МДП з індукованим n-каналом. При нульовому напрузі на затворі (стосовно початку) транзистор закритий і відкривається плюсовим напругою з досить чітко вираженим порогом. На рис. 1 зображена експериментально знята залежність струму стоку від напруги затвор-виток транзистора IRF630. Інтервал вхідної напруги від повністю закритого стану до насиченого не перевищує 0,5 В, а це означає, що транзистор типово перемикач.
Так як у каналі немає накопичення носіїв заряду, відсутній час їх розсмоктування. Тривалість фронту і спаду імпульсів струму стоку при відповідному керуючому сигналі дорівнює 20. 30 не при повному робочому струмі, що досягає 9 А. Максимальна робоча напруга сток-исток Uсі max = 200 В, максимальна розсіювана ПОТУЖНІСТЬ P pac max =.
Вхідний опір транзисторів МДП - суто ємнісний але це не означає, що при подачі на затвор керуючого імпульсу він поводитиметься як звичайний конденсатор. На еквівалентній схемі транзистора розрізняють три основні ємності: вхідну Сзі між затвором і витоком; прохідну Ссе - між стоком і затвором, вихідну Ссі - між стоком і витоком.
Місткість Сеї заряджається як звичайний конденсатор тільки до порогової напруги іпор- Як тільки транзистор відкривається, виникає негативна ОС по напрузі через ємність Сcз. На кривій зарядки вхідної ємності утворюється горизонтальна ділянка. Його тривалість залежно від зарядного струму - від часток до одиниць мікросекунд, проте він відіграє важливу роль у формуванні імпульсу струмустоку.
Для вивчення особливостей зарядної кривої було зібрано вузол, схема якого представлена на рис. 2 (без резистора R3). Вузол живиться від двох джерел Uпіт1 і Uпіт2, так як напруга на стоку досягає сотень вольт. Діаграми напруги в характерних точках вузла зображені в довільному масштабі на рис. 3 .
До моменту плюсова напруга на вході підтримує транзистор VT1 відкритим. Тривалість фронту і спаду імпульсів, що запускають (у сумі з часом наростання підсилювача осцилографа) не перевищувала 20 не, тому на діаграмі вони не відображені. На відрізку t1. t2, коли транзистор VT1 вже закритий, VT2 теж закритий і напруга з його затворі збільшується по експоненті з постійної часу R2Cзи. На екрані ця початкова ділянка виглядає як відрізок прямої лінії.
Транзистор VT2 відкривається в момент t2, тобто з деякою затримкою. Позначимо її як tзад1 = t2 - t1. З моменту t2 починає діяти негативна ОС між стоком та затвором через ємність Ссз (ефект Міллера). Напруга на затворі перестає збільшуватися, і графік на ділянці t2. t3 є на екрані горизонтальну пряму. Зате напруга в точці з моменту t2 починає зменшуватися через збільшення струму стоку.
У момент t3 транзистор VT2 відкривається повністю, напруга з його стоку майже сягає нуля і залишається постійним, негативна ОС через Ссе вимикається (струм ОС дорівнює нулю). Напруга на затворі знову починає збільшуватися експонентом до Uпит1.
На момент t4 відкривається транзистор VT1 і починає розряджатися ємність Сзі. Постійна час її розрядки набагато менше, ніж зарядки, тому напруга на затворі транзистора VT2 зменшується дуже швидко, і поки воно не досягне значення Unop (момент t5), транзисторVT2 залишається відкритим.
У момент t5 він починає закриватися, напруга на його стоку починає збільшуватися і знову набуває чинності негативна ОС. На графіці б з'являється сходинка, але оскільки закриття відбувається дуже швидко, її тривалість дуже мала. Транзистор закривається раніше, ніж напруга його затворі спадає до нуля. Інтервал часу від U до t5 є час затримки вимикання tзад2 = t5 -t4.
Однією з найважливіших умов надійної роботи імпульсних перетворювачів напруги є формування безпечного режиму перемикання потужних транзисторів. При відкритті транзистора струм стоку збільшується від нуля до максимуму, а напруга зменшується від максимуму майже до нуля. Коли транзистор закривається, йде зворотний процес. Необхідно, щоб і струм, і напруга, і їх твір протягом траєкторії робочої точки не перевищували допустимих значень. Повинні бути виключені або зведені до мінімуму викиди струму та напруги у перехідних положеннях.
Ці цілі досягають примусовим уповільненням процесів перемикання транзисторів. У той же час фронт і спад імпульсу повинні бути якомога коротшими, щоб зменшити виділення тепла в транзисторі, тобто потрібно знайти компроміс. Експерименти показують, що з польовими транзисторами завдання вирішується легше, ніж із біполярними.
Тривалість фронту імпульсу струму стоку дорівнює тривалості горизонтальної ділянки t2. t3, яка, своєю чергою, пропорційна опору резистора R2 (див. рис. 2). Залежність тривалості фронту tф від опору резистора R2 зображена на рис. 4 . Отже, підбираючи цей резистор, можна встановити потрібну швидкість наростання струму стоку.
Включення польового транзистора за схемою рис. 2 має одну цікавуособливість, що сприяє вирішенню поставленого завдання. Швидкість наростання струму стоку в початковій фазі імпульсу помітно знижується, наслідком є повна відсутність викиду на фронті імпульсу струму стоку (про форму імпульсу струму стоку можна судити за формою імпульсу напруги в точці в) Час відкривання потужного польового транзистора приблизно такий же, що і біляр , включеного за відповідною схемою, а час закривання - разів на десять менше.
Так, для транзистора IRF630 при Uпіт1 = 15 В і R2 = 560 Ом tвідкр = 0,5 мкс, tзакр = 0,06 МКС. При такій високій швидкості закривання спад імпульсу напруги на стоку має викид, що дорівнює 7,5 В при Uпіт = 20 В. Амплітуда імпульсу також дорівнює 20 В, отже, викид дорівнює 27,5 % від його амплітуди.
Деякі вважають викид наслідком прямого проходження вхідного сигналу через ємність се. Вважаю, що потужність вхідного сигналу надто мала для цього, хоча умови для проходження, звичайно, є. Найімовірнішою причиною вважаю реакцію ланцюга живлення транзисторів на швидке зменшення струму стоку.
У будь-якому випадку із цим явищем доводиться боротися. Найпростіше зменшити викид збільшенням часу розрядки вхідної ємності транзистора VT2 (див. рис. 2). Для цього в емітерний ланцюг транзистора VT1 був включений резистор R3, При R3 = 56 Ом амплітуда викиду зменшилася до 1,75 або 9 %, а при R3 = 75 Ом - до 1 В або 5 % від амплітуди імпульсу. З резистором R3 тривалість фронту імпульсу збільшується незначно приблизно на 0,1 мкс.
Цілком неспотвореними імпульси виходять, якщо до верхнього за схемою виведення опору навантаження Rн підключити ланцюг із послідовно включених конденсатора ємністю 0,47. 1 мкФ та резистора опором 1. 2 Ом (другий кінець ланцюга - до загального дроту). Цей ланцюгтреба розмістити якомога ближче до висновків транзистора VT2.
У двотактних перетворювачах, крім перерахованих, виникає ще одна проблема — наскрізний струм. Причина його появи в пристроях на біполярних транзисторах полягає в кінцевому часі розсмоктування надлишкових неосновних носіїв у базі транзисторів, через що доводиться штучно затримувати відкриття транзисторів У польових транзисторів у цих умовах затримка включення та вимкнення відбувається автоматично і тривалість затримок стабільна.
Незважаючи на те, що накопичення заряду у польових транзисторів відсутнє, наскрізний струм може з'явитися тільки коли tзад2 > tзад1. Якщо забезпечити закриття транзистора в одному плечі перетворювача раніше, ніж відкриється закритий в іншому плечі, цього струму не буде. Інакше кажучи, між закриванням одного транзистора та відкриванням іншого має бути пауза.
Для відкриття польового транзистора потрібна порівняно невелика потужність. Керуючі імпульси можна подавати безпосередньо з виходів логічних мікросхем без попереднього посилення струму. Вихідна потужність самого перетворювача може досягати при цьому кількох сотень ват. Для управління потужними польовими транзисторами промисловість випускає спеціальні мікросхеми, які допускають на виході струм до 100 мА та більше. Але це мікросхеми універсальні, розраховані управління транзисторами з Свх = 3000. 4000 пФ і частоту перетворення на сотні кілогерц.
Фрагмент схеми включення транзисторів з керуванням від цифрових мікросхем показаний на рис. 5 Вхідна ємність транзисторів VT1 і VT2 заряджається через резистори R1 і R2, а розряджається через діоди VD1, VD2 відповідно, що еквівалентно включенню за схемою на рис. 2.
На рис. 6 зображені врізних часових масштабах імпульси струму стоку транзисторів VT1 та VT2. Сигнал на екрані осцилографа виглядає як пряма лінія з вузькими зубцями (рис. 6, а). Зубці – це короткі паузи між імпульсами струму стоку. Форму паузи у великому часовому масштабі показано на рис. 6,б. Сигнал можна спостерігати на екрані двоканального осцилографа в режимі сума з інверсією в одному з каналів.
Проте схема на рис. 5 нетипова для побудови потужних імпульсних блоків живлення. Вони найчастіше використовують полумостовые перетворювачі напруги, у яких ланцюги управління потужними транзисторами повинні бути ізольовані одна від одної по постійному струму. Схема напівмостового перетворювача (у спрощеному вигляді без деяких допоміжних вузлів) показана на рис. 7. Пристрій за схемою рис. 5 використано тут як генератор управляючих імпульсів і додаткового джерела живлення.
Цей перетворювач працює на частоті 25 кГц; вихідна потужність - 200 Вт. генератор, Що Задає, на логічних елементах DD1.1, DD1.2 мікросхеми CD4011BCN працює дуже стабільно. З іншого мікросхемою частота може відрізнятись від зазначеної, тоді резистори R2 (і, можливо, R3) доведеться підбирати. Використовувати мікросхему К561ЛА7 небажано, оскільки напруга живлення генератора, що задає, дорівнює 15 В, тобто гранично допустиме для цієї мікросхеми.
Транзистори IRFD010 мають невелику вхідну ємність, через що паузи між імпульсами не перевищують 0,5 мкс. Тривалість пауз можна збільшити, підключивши конденсатори С5 та С6 (показано штриховими лініями) ємністю від 100 пФ та більше. Ними можна симетрувати паузи. Якщо паузи симетричні, розширити їх можна простіше, включивши конденсатор між затворами транзисторів VT1 і VT2. При цьому тривалість фронту та спаду імпульсівзбільшується незначно.
Симетричності самих імпульсів досягають вибіркою резистора R2. У описуваного перетворювача тривалість паузи в основі імпульсів дорівнює 0,1 мкс і приблизно 0,45 мкс між їх вершинами.
Імпульси, що надходять з обмоток III та IV трансформатора Т1, відкривають потужні транзистори VT3 та VT4. Таке включення транзисторів еквівалентно показаному на схемі рис. 2 з резистором R3 Форму імпульсів на первинній обмотці трансформатора Т2 у довільному масштабі ілюструєрис. 8.
Важливу роль пристрої грає резистор R6. Він усуває викид на фронті імпульсів та пригнічує резонансні явища. З нього зручно знімати сигнал для спостереження та контролю параметрів імпульсів та пауз між ними. Його опір має бути мінімально необхідним досягнення цих цілей.